小功率电源的设计

可能大家对Y电容有些误解，当初取消它的主要目的不是降低成本，主要原因是有一些金属壳的手机，如果天气干燥，在充电状态用手去拿手机时有麻手的感觉，厂家不希望有这种现象，经测试主要是Y电容的漏电引起的，所以才要去掉Y电容。对于很小功率的，如5W以下，去掉Y可能会降低成本，功率稍微大一点，为了去掉Y要多加很多东西，反而成本会上升。
Y电容是输入地和输出地之间跨接的隔离电容`bbs_作用是防止电源本身的高频干扰影响负载端正常工作
大家这里说的成本我想是说原材料成本和加工成本吧。
在保证各性能指标的前提下，能用最低的成本做出东西来，那就是最好的技术。
但是，在市场不成熟，监管机制不健全的情况下，往往我们遇到的低成本的东西都是指标比较差的。个人感觉国内很多小企业压缩成本的方式就是偷工减料、使用二手器件。更有听说有二手的MOS管等是从国外的电子垃圾中用大锅炒出来之说。我们的市场如何保证企业老板在压缩成本的时候不去用这种无法保证质量的东西呢？
对于工程师而言，低成本的东西不好做，每个元件所担任的角色都很特别，有的时候会用到元件的一些奇怪的特性。低成本的东西，对经验要求比较高，产品的一致性比较差，设计中的计算也不大准，需要不断通过实验来修正。我建议工程师可以去学习、理解那些低成本的设计理念，但不要去做低成本的东西，因为低成本的东西，一般没有几个元件，原理也并不复杂，对个人成长不会有太多帮助。再说，老板既然要压缩成本，那么你的工资薪水自然也是压缩内容之一。
如果用较低的材料成本，配合高超的设计、严格的测试和可靠的工艺，那么这个产品还是低成本产品吗？这样的产品材料成本只占一小部分了，大量的成本花在无形之处。这种低材料成本、高附加值的产品才是我们真正需要的。简单举例就是CPU，材料成本有几何？
所以，我想，我们还是要把目光主要放在性能、可靠性、安全性上，做高附加值的产品，然后再去考虑成本。长久的可持续发展，不是靠价格战和压缩原材料成本来实现的。就像我们口袋里的钱，省是省不出来多少的，要会挣钱才是硬道理。
5V/1A充电器的设计。无光耦，和次级控制电路。


1.9V以下打嗝。

没有特别标出电压调整率和负载调整率。总的精度是5％，包括了这两项引起的变化。
初级调压是很多年，但只是简单调压，输出电压变化范围宽，并且不能恒流。这款IC是初级反馈稳压稳流，基本达到次级反馈稳压稳流的精度。
有一个型号电流精度很高+/-5%，当然代价就是要外部检测电流，基本上就是个数字型3842了，PI的电流检测是内部检的，即通过测量MOS内阻压降检电流，我们知道内阻是随温度变化的，尽管进行了很好的补偿，但也达不到外部电阻的精度，所以电流是+/-10%，对一般充电器和LED应用已经够了。
原理不太一样，iWatt 的电压是基于实时波形分析（资料是这么说的），也就是检测能量刚刚释放完的那个点；PI的是固定时间检测。
电流控制都是一样的，是通过改变频率来实现的。
Y电容通常连接于母线到安全地，目的是旁路高频共模噪声，但是会通过一些低频电流，流向保护地（机壳），由于漏电流加上没有良好接地，用户接触机壳时可能触电，国际安全机构限制设备入地的最大电流有效值为0.25mA、0.5mA   0.75mA   3.5mA（依赖于设备类型和安装类型----密封，接地，和他的内部绝缘方案），Y电容的计算，在250VAC/50HZ下，可以算出每纳法的漏电流为79uA,因此在0.5MA是的最大允许电容值为6.4NF，或者 3.5mA时为44.6nf。
小功率的电源通常的做法是在输入端加一个10欧姆的线绕电阻来限制冲击电流。
开关电源原理（绝对精华）
把常见的几种开关电源结构和原理供大家参考:
1.正激电路
电路的工作过程:
2  开关S开通后,变压器绕组N1两端的电压为上正下负,与其耦合的N2绕组两端的电压也是上正下负.因此VD1处于通态,VD2为断态,电感L的电流逐渐增长;
2  S关断后,电感L通过VD2续流,VD1关断.S关断后变压器的激磁电流经N3绕组和VD3流回电源,所以S关断后承受的电压为 .
变压器的磁心复位:开关S开通后,变压器的激磁电流由零开始,随着时间的增加而线性的增长,直到S关断.为防止变压器的激磁电感饱和,必须设法使激磁电流在S关断后到下一次再开通的一段时间内降回零,这一过程称为变压器的磁心复位.
正激电路的理想化波形:
2.反激电路
反激电路原理图
工作过程:
2  S1与S2交替导通,使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压.改变开关的占空比,就可以改变二次侧整流电压ud的平均值,也就改变了输出电压Uo.
2  S1导通时,二极管VD1处于通态,S2导通时,二极管VD2处于通态,
2  当两个开关都关断时,变压器绕组N1中的电流为零,VD1和VD2都处于通态,各分担一半的电流.
2  S1或S2导通时电感L的电流逐渐上升,两个开关都关断时,电感L的电流逐渐下降.S1和S2断态时承受的峰值电压均为Ui.
由于电容的隔直作用,半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压的直流分量有自动平衡作用,因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和.
半桥电路的理想化波形:
工作过程:
2  推挽电路中两个开关S1和S2交替导通,在绕组N1和N’1两端分别形成相位相反的交流电压,改变占空比就可以改变输出电压.
2  S1导通时,二极管VD1处于通态,电感L的电流逐渐上升.
2  S2导通时,二极管VD2处于通态,电感L的电流也逐渐上升.
2  当两个开关都关断时,VD1和VD2都处于通态,各分担一半的电流.S1和S2断态时承受的峰值电压均为2倍Ui.
2  S1和S2同时导通,相当于变压器一次侧绕组短路,因此应避免两个开关同时导通.
一位牛人写的关于开关电源的啸叫原因经验，比较实用！
1. 变压器(Transformer)浸漆不良:包括未含浸凡立水(Varnish).啸叫并引起波形有尖刺,但一般带载能力正常,特别说明:输出功率越大者啸叫越甚之,小功率者则表现不一定明显.本人曾在一款72W的充电器产品中就有过带载不良的经验,并在此产品中发现对磁芯的材质有着严格的要求.(此款产品客户要求较为严格)补充一点,当变压器的设计欠佳也有可能工作时振动产生异响.
2. PWM IC接地走线失误:通常产品表现为会有部分能正常工作,但有部分产品却无法带载并有可能无法起振的故障,特别是应用某些低功耗IC时,更有可能无法正常工作.本人曾用过SG6848试板,由于当初没有透彻了解IC的性能,凭着经验便匆匆layout, 结果试验时竟然不能做宽电压测试.悲哀呀!
3. 光耦(Opto Coupler)工作电流点走线失误:当光耦的工作电流电阻的位置连接在次级滤波电容之前时也会有啸叫的可能,特别是当带载越多时更甚.
4. 基准稳压(Regulator)IC TL431的接地线失误:同样的次级的基准稳压IC的接地和初级IC的接地一样有着类似的要求,那就是都不能直接和变压器的冷地热地相连接.如果连在一起的后果就是带载能力下降并且啸叫声和输出功率的大小呈正比.上一篇文章里的PCB就曾犯这样的错误,后来是JACKY WANG指出才得以修正. 当输出负载较大,接近电源功率极限时,开关变压器可能会进入一种不稳定状态:前一周期开关管占空比过大,导通时间过长,通过高频变压器传输了过多的能量;直流整流的储能电感本周期内能量未充分释放,经PWM判断在下一个周期内没有产生令开关管导通的驱动信号或占空比过小;开关管在之后的整个周期内为截止状态,或者导通时间过短;储能电感经过多于一整个周期的能量释放,输出电压下降,开关管下一个周期内的占空比又会大……如此周而复始,使变压器发生较低频率(有规律的间歇性全截止周期或占空比剧烈变化的频率)的振动,发出人耳可以听到的较低频率的声音.同时,输出电压波动也会较正常工作增大.当单位时间内间歇性全截止周期数量达到总周期数的一个可观比例时,甚至会令原本工作在超声频段的变压器振动频率降低,进入人耳可闻 的频率范围,发出尖锐的高频“哨叫”.此时的开关变压器工作在严重的超载状态,时刻都有烧毁的可能——这就是许多电源烧毁前“惨叫”的由来,相信有些用户曾经有过类似的经历.
空载,或者负载很轻时开关管也有可能出现间歇性的全截止周期,开关变压器同样工作在超载状态,同样非常危险.针对此问题,可通过在输出端预置假负载的方法解决,但在一些“节省”的或大功率电源中仍偶有发生.当不带载或者负载太轻时,变压器在工作时所产生的反电势不能很好的被吸收.这样变压器就会耦合很多杂波信号到你的1.2绕组.这个杂波信号包括了许多不同频谱的交流分量.其中也有许多低频波,当低频波与你变压器的固有振荡频率一致时,那么电路就会形成低频自激.变压器的磁芯不会发出声音.我们知道,人的听觉范围是20--20KHZ.所以我们在设计电路时,一般都加上选频回路.以滤除低频成份.从你的原理图来看,你最好是在反馈回路上加一个带通电路,以防止低频自激.或者是将你的开关电源做成固定频率的即可
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